场景分类
bandgap（带隙基准电压源）。按最常见的分类口径，主要有以下几类：
按补偿阶数分
- 一阶带隙基准：经典结构，输出 ≈ 1.2V，用 VBE 的负温度系数 + ΔVBE（PTAT）的正温度系数抵消，一阶抵消后仍有约 ±20~50ppm/℃ 的曲率误差
- 二阶 / 高阶补偿带隙基准：在一阶基础上做曲率补偿，把 ppm 压到个位数，常见做法有电阻比例分段、β 补偿、非线性项（VBE 的高阶非线性）补偿
按电路实现形式分
- 电压模式带隙：直接把叠加后的电压作为输出，结构简单，但受运放失调和电源影响大
- 电流模式带隙：先产生 PTAT 和 CTAT 电流，再经电阻合成电压，输出电压可以按电阻比灵活设定（<1.2V 也能做），这是目前主流的低压版本
- 纯 MOS 亚阈值带隙：用工作在亚阈值区的 MOSFET 替代 BJT，适合标准 CMOS 工艺、无寄生二极管场合，但精度和温漂通常逊于 BJT 型
按运放 / 失调处理方式分
- 传统运放型带隙
- 斩波稳定（chopper）带隙：内嵌 chopper 调制去失调，用于高精度、低温漂场合
- 三管运放（如 PTAT-based 自偏置）结构
其它特殊变体
- 全差分 / 折叠型、分段曲率补偿型、以及无运放（全电流镜）实现
- 与 LDO、ADC 参考、电荷泵等搭配使用的专用版（如你之前关注的低压 DNW、BCD 工艺下的横向 PNP 实现）
如果要落到具体设计，一般先定三件事：目标输出电压（1.2V 还是可调低压）、工艺（BJT 可用性）、精度 / 温漂指标 —— 这决定了选哪种拓扑。需要我针对某一类（比如电流模式低压带隙，或曲率补偿具体电路）展开讲吗？
无运放bandgap
“无运放带隙” 没有单一定义，业界主要有三条实现路线，而 “电流模式”（Banba 型）是其中最主流的一种 —— 它靠电流镜 / 自偏置环路替代运放的钳位作用，先分别生成 CTAT 和 PTAT 电流、再电流相加转成电压。
无运放带隙的三种实现形态
1. Widlar 型（分立 / 双极时代的 “三管无运放”）
- 1971 年 Bob Widlar 为 LM113 设计的首个带隙基准，三个晶体管 + 三个电阻、全电路无运放。
- 关键：靠 Q3 这一个晶体管做增益元件完成环路闭合（类似 “有源钳位”），电流密度比来自电阻比 R2/R1。
- 特点：器件最省，但环路增益低 → 线性调整率（line regulation）比运放型差。Carsten Wulff
2. 无运放的 Banba 型（电流模式，最主流）
- 传统 Banba 用运放钳位保证两点电压相等；去掉运放后，改用套叠威尔逊电流镜（如 NM9/NM10、PM7~PM10）来完成 “A、B 支路电流相等 + A、B 电压相等” 的功能，输出阻抗高、电流传输精度高。西安电子科技大学学报
- 原理上仍遵循 “电流模式” 本质：负温系数电流 IC=VEB1/R2，正温系数电流 IP=VT・lnN/R1，电流镜像到输出电阻 RL 相加得到 VREF，输出电压可低于 1.2V（由电阻比自由设定）。
- 由于省掉运放的增益和偏置电流，功耗和复杂度下降，代价是需要更精细的电流镜匹配来保证支路电压相等。
3. Brokaw 型去运放 / 纯 MOS 亚阈值无运放
- Brokaw 结构去掉运放后，靠增加 M4、M5 等镜像管提升电流复制精度、压低 Q1/Q2 集电极电压差、减小厄利效应，从而不消耗额外偏置电流。Researching
- 另有纯 MOS 亚阈值无运放基准（如哈工大 130nm 那类），用亚阈值 NMOS 的 ΔVGS 替代 BJT，适合标准 CMOS，但温漂 / 精度通常逊于 BJT 型。哈尔滨工业大学计算学部
电流模式带隙（Banba）的关键点
- 核心等式：
VREF = RL·(VT·lnN/R1 + VEB1/R2)，一阶补偿靠 R1/R2 比值与发射结面积比 N。 - 两个绕不开的后续：曲率补偿（高阶 T・lnT 项用亚阈值 MOS 或差动电流补偿）和分段补偿（高温段再叠加一段补偿电流扩展温度范围）。
- 实测参考：180nm 无运放 Banba + 高阶 + 分段补偿，-40~160℃ 温度系数可做到约 7.2ppm/℃、低频 PSRR -48.5dB。西安电子科技大学学报
取舍一句话
- 追求省功耗、省器件、低压输出→ 选无运放 Banba（电流模式）；
- 追求线性调整率最好→ 还是得回到运放型；
- 温漂要求 >50ppm 就够 → 不必上曲率补偿，省面积。
需要的话，我可以给你画一张无运放 Banba 电流模式带隙的具体电路 / 电流走向图，或者展开讲曲率补偿那一路怎么做。
